Примеры схемотехнического моделирования
Схемотехническое моделирование – важный этап проектирования многих изделий электронной техники: цифровых и аналоговых интегральных схем, электронных схем разной степени сложности на дискретных элементах, блоков радиоаппаратуры и т.д.
Цель схемотехнического моделирования состоит в определении величин тока и напряжения, возникающих в разных точках схемы и вычислении параметров выходных характеристик, таких как длительность фронта, время задержки, спектр выходного сигнала и др. Кроме этого, в процессе схемотехнического моделирования определяется чувствительность схемы к изменению параметров ее элементов, решается задача статистического анализа схемы и оптимизации ее параметров.
Регулятор тембра
Рассмотрим схему (рис.1) регулятора тембра с хорошими техническими характеристиками. В его конструкции применены полевые транзисторы и прецизионный быстродействующий операционный усилитель от «Texas Instruments» LM318N.
Поскольку полевые транзисторы отличаются повышенной линейностью, буферные каскады в этой схеме собраны именно на них (J1 и J3). А резисторы в истоковых повторителях заменены на генераторы тока (J2 и J4). На микросхеме операционного усилителя U1 собран усилитель напряжения коэффициент усиления, которого настраивается подбором резисторов R6, R7, R10.
Эта схема регулятора тембра – мостового типа. Наиболее распространенной мостовой схемой регулятора является комбинированная схема регуляторов нижних и верхних частот. Такие регуляторы обладают меньшими искажениями, чем регуляторы «активного» типа с формированием АЧХ в цепи отрицательной обратной связи.
Для минимизации искажений при больших входных сигналах в истоковых повторителях применены полевые транзисторы с большой крутизной характеристики, большим начальным током стока и большим напряжением отсечки. Поэтому был выбран полевой транзистор КП303, а подбором резисторов R5 и R22 установлены близкие к нулю значения напряжений на истоках J1 и J3.
Основные характеристики регулятора:
- Коэффициент передачи на частоте 1 кГц, в среднем положении потенциометра (R12, R14) – 1;
- Номинальное входное напряжение – 0.7 В;
- Номинальное выходное напряжение – 0.7 В;
- Диапазон регулировки тембров:
на частоте 40 Гц – ±12 дБ;
на частоте 14 кГц – ±12 дБ;
В качестве моделей полевого транзистора КП303А и операционного усилителя LM318N используем модели, полученные на основе данных технического паспорта:
.MODEL KP303A njf (vt0=-0.9 beta=1.6m lambda=0.02 rd=30 rs=35 cgs=5p cgd=4p
is=100f B=1.2 kf=0.1f af=1.4 MFG=USSR)********************************************************** * OP AMP BUILDER - Level 2 * Subckt Name: %s LM318N * Device Name: LM318N ********************************************************** * * Device Pins In+ In- Vcc Vee Vout .SUBCKT LM318N 1 2 101 102 82 * RIN 1 2 3.00e+06 * * AMPLIFIER STAGE: GAIN, POLE, SLEW * Aol=3.16e+05, fu=1.50e+07 Гц, fp1=4.74e+01 Гц * I1max=1.00e-03 A, slew max=7.00e+01 В/мкс G1 100 10 VALUE = { LIMIT( 1.35e-03 * V(1,2), +1.00e-03, -1.00e-03 ) } R1 10 100 2.35e+08 C1 10 100 1.43e-11 * * INTERNAL REFERENCE EREF 100 0 VALUE = { (V(101)+V(102))/2 } * * OUTPUT VOLTAGE LIMITS (VoLim=2.00e+00 В) DVLP 10 91 DNOM EVLP 91 0 VALUE = { -2.69e+00 + V(101) } DVLN 93 10 DNOM EVLN 93 0 VALUE = { +2.69e+00 + V(102) } * * OUTPUT CURRENT LIMITS (IoLim=1.00e-02 A) DCLP 10 95 DNOM ECLP 95 82 VALUE = { 2.09e-01 } DCLN 97 10 DNOM ECLN 82 97 VALUE = { 2.09e-01 } * .MODEL DNOM D( IS=1e-15 ) * * OUTPUT STAGE EOUT 80 100 10 100 1 ROUT 80 82 1.00e+02 .ENDS
Результаты верификации моделей полевого транзистора и операционного усилителя представлены на рисунках 2 – 4.
Рис. 2. Зависимость тока стока от напряжения затвор исток
Рис. 2. Зависимость коэффициента усиления ОУ без обратной связи от частоты
Рис. 4. Импульсная характеристика ОУ
Результаты моделирования регулятора тембра представлены на рисунках 5 и 6. На рисунке 6 представлена легенда изменения движка потенциометра w = 0 соответствует его верхнему положению, w = 1 – нижнему.
Амплитудный модулятор
Для обеспечения амплитудной модуляции сигнала, формируемого высокочастотным-генератором в малогабаритных транзисторных радиопередающих устройствах, обычно применяются схемы модуляторов, выполненных на одном транзисторе. Принципиальная схема одного из вариантов такого модулятора, основу которого составляет биполярный n-p-n-транзистор, приведена на рисунке 1.
Работа схемы происходит следующим образом. Падение напряжения между базой и эмиттером транзистора Q1, является функцией тока, протекающего через его базу. Тогда подавая на эмиттер транзистора низкочастотный сигнал, мы меняем напряжение база-эмиттер, и, как следствие, ток базы, который в свою очередь напрямую влияет на усиление транзистора. Когда амплитуда низкочастотного сигнала максимальна, напряжение база-эмиттер минимально, и потому минимально усиление транзистора. Когда амплитуда низкочастотного сигнала минимальна, имеем максимальное напряжение база-эмиттер минимально и максимально усиление. Таким образом, несущий сигнал усиливается в зависимости от низкочастотного, и мы получаем амплитудную модуляцию.
В качестве модели транзистора КТ315Г используем модель, полученную на основе данных технического паспорта.
.MODEL KT315G NPN (IS=10F BF=150.908 VAF=100 IKF=100.171M ISE=1.647447e-020
NE=843.555M BR=1.24332 IKR=12.5037M ISC=2.069447e-017 RE=500M RC=1.20975
CJE=2P MJE=500M CJC=5P MJC=500M TF=1N XTF=500M VTF=10 ITF=10M TR=10N)
Результаты верификации модели приведены на рисунке 2.
Рис. 2. Зависимость коэффициента усиления тока базы от тока коллектора
Результаты моделирования представлены на рисунке 3.
Режекторный фильтр на операционном усилителе
Многие устройства, которые питаются от источников постоянного тока, преобразовывающих переменное сетевое напряжение 230 В, или находятся в мощных электромагнитных полях сетевого напряжения, нуждаются в дополнительной фильтрации паразитного фона частотой 50 Гц.
Такой фильтр должен подавлять только компоненты сигнала на частоте 50 Гц, пропуская полезные частоты сигнала. Чтобы собрать LC фильтр с добротностью 10, потребовалось бы использовать индуктивность почти 150 Гн, поэтому целесообразнее синтезировать схемотехнический эквивалент индуктивности.
На рисунке 1 показана схема режекторного фильтра на двух операционных усилителях. С элементами R2…R6, С2 схема моделирует работу катушки индуктивности. Индуктивность синтезированной катушки определяется по формуле: L = R2 × R3 × С2.
В качестве модели операционного усилителя LF356 используем модель от компании National Semiconductor.
Результаты моделирования в зависимости от положения движка потенциометра представлены на рисунке 2. w = 0 соответствует верхнему положению, а w = 0 – нижнему.
Генератор прямоугольных импульсов на ОУ
Обычно для построения схемы генератора применяют широко распространённую интегральную микросхему таймера NE555, работающего в режиме неустойчивого мультивибратора. На рисунке 1 предложен вариант схемы генератора на операционном усилителе, выполняющем роль компаратора с двумя состояниями на выходе.
Частота сигнала на выходе генератора зависит от времязадающего конденсатора С2. Он разряжается через резистор R5 и потенциометр R6, которым изменяют частоту выходного сигнала. Резисторы R7, R4 и конденсатор С3 обеспечивают напряжение смещения на ОУ.
В качестве модели операционного усилителя LF356 использована модель компании National Semiconductor.
Результаты моделирования в зависимости для двух положения движка потенциометра R6 представлены на рисунке 2.
Усилитель с заземленным эмиттером
Рассмотрим схему усилителя с заземленным эмиттером, представленную на рисунке 1.
Для реализации схемы выбран транзистор, используемый при построении хороших предусилителей звукового диапазона 2N5088. Расчет параметров элементов схемы проведем для тока коллектора транзистора Q2, равного 1 мА и напряжения на коллекторе равного 10 В.
Проведем расчет схемы в статическом режиме, использовав модель биполярного транзистора компании Intusoft.
.model QN5088 NPN BF=780 BR=4 CJC=7.83P CJE=11.8P IKF=30M IKR=45M IS=21.0P ISE=41.8P NE=2 NF=1 NR=1 RB=92.6 RC=9.26 RE=23.1 TF=3.18N TR=127F VAF=98.5 VAR=18 XTB=1.5
Результаты показывают, что напряжение на коллекторе равно 9.56 В, что достаточно близко к желаемому 10 В и ток коллектора близок к 1 мА, а напряжение база-эмиттер составляет 482 мВ.
Определим коэффициент передачи исходя из следующих соотношений динамическое сопротивление re= VT/IC, а VT=kT/q =25мВ при комнатной температуре. Тогда при токе 1 мА re = 25 Ω, а коэффициент передачи Ku = R4/re = 400.
Результаты моделирования усилителя в частотной области, приведенные на рисунке 2 показывают, что коэффициент передачи составляет примерно 200, что в два раза отличается от расчетного.
Проведем верификацию модели от компании Intusoft. Для этого рассчитаем зависимость напряжений насыщения база-эмиттер и коллектор-эмиттер от тока коллектора.
Рис. 3. Верификации модели транзистора компании Intusoft
Результаты верификации модели Intusoft, приведенные на рисунке 3 показывают, что модель не адекватно описывает зависимости напряжений насыщения база-эмиттер и коллектор-эмиттер от тока коллектора.
В качестве альтернативы применим модель от компании Fairchild.
.MODEL 2N5088F NPN BF=1.122K BR=1.271 CJC=4.017p CJE=4.973p EG=1.11 FC=.5 IKF=14.92m IKR=0 IS=5.911f ISC=0 ISE=5.911f ITF=.35 MJC=.3174 MJE=.4146 NC=2 NE=1.394 RB=10 RC=1.61 TF=821.7p TR=4.673n VAF=62.37 VJC=.75 VJE=.75 VTF=4 XTB=1.5 XTF=7 XTI=3
Проверяем параметры по постоянному току. Напряжение на коллекторе равно 9.17 В, а напряжение база-эмиттер составляет 669 мВ.
Моделируем схему в частотной области. Результаты приведены на рисунке 4.
Коэффициент передачи для малого сигнала в результате равен 340, что гораздо ближе к ожидаемому значению, однако относительная погрешность по отношению к ожидаемому значению составляет 15%.
Верифицируем модель компании Fairchild. Результаты приведены на рисунке 5.
Рис. 5 Результаты верификации модели транзистора компании Fairchild
Из результатов следует, что данная модель более адекватно описывает транзистор 2N5088.
Идентифицируем параметры модели по данным технического паспорта. В результате получаем:
.MODEL 2N5088 NPN (IS=33.0619F BF=2K NF=960.621M VAF=100 IKF=10K ISE=20.2286F NE=1.39945 BR=1.65044 IKR=10M ISC=22.8499F RE=359.95M RC=525.785M CJE=8.23931P VJE=750.641M MJE=464.49M CJC=4.97286P VJC=750.09M MJC=414.564M TF=337.145P XTF=33.6486 VTF=8.80193MEG ITF=368.978M TR=10N)
Результаты верификации полученной модели приведены на рисунке 6.
Рис. 6. Результаты верификации идентифицированной модели
Из них следует, что полученная модель адекватно описывает транзистор 2N5088.
Моделируем схему усилителя в статическом режиме. Напряжение на коллекторе транзистора Q2 равно 9.5 В, а напряжение база-эмиттер составляет 599 мВ.
Результаты моделирования в частотной области приведены на рисунке 7. Коэффициент передачи составляет 380, относительная погрешность по сравнению с ожидаемым результатом равна 5%.
Помехоподавляющий фильтр ЭМС
Рис.2. Конструкция дросселя
Верификация параметров модели дросселя компании Würth Elektronik приведены на рисунке 3.
Рис. 3. Результаты верификации модели дросселя
На рисунке 4 приведены результаты схемотехнического моделирования фильтра без учета и с учетом паразитных параметров ЭКБ. Сравнение частотных характеристик показывает, что без учета паразитных параметров частотная характеристика плавно спадает с увеличением частоты, а влияние паразитных параметров приводит к тому, что начиная с 29 кГц коэффициент передачи начинает возрастать. Таким образом, результаты моделирования позволяют оценить влияние паразитных параметров ЭКБ, которое сказывается даже на сравнительно не высоких частотах.
Кроссовер
Одним из эффективных способов улучшения качества звуковоспроизведения является применение полосовых усилителей мощности звуковых частот с активными разделительными фильтрами (кроссоверами) на входах. Такое построение называется многополосной усилительной системой.
Разработать активные фильтры, исходя из: требуемого подавления внеполосных частот, идеального согласования на частотах раздела, плоской суммарной АЧХ, приемлемых импульсных характеристик – дело сложное. Одно из удачных решений проблемы представлено в статье Рода Эллиотта (https://sound-au.com/project09.htm).
На Рис.1 показана схема кроссовера Linkwitz Riley с 3 полосами. Она даёт отличные результаты с хорошим фазовым согласованием и равномерным импульсным откликом во всей полосе частот.
Частотная характеристика показана от 20 Гц до 20 кГц показана на рисунке 2. Хотя полоса пропускания кроссовера намного шире. Вносимые потери равны 0 дБ, поскольку фильтры не вносят усиления или потерь в их полосах пропускания. Частоты среза определяются по уровню -6 дБ каждого фильтра и находятся на частотах 310 Гц и 3,1 кГц.
